MOSFET的简化模型

   MOSFET的模型中，三个电极即漏极，源极，栅极之间存在三个寄生电容，是mosfet提高开关效率的关键，特别是应用在开关频率较高的电路中。

为了更好学习MOSFET的特性，简化的MOFET的模型如上

MOSFET产生开关损耗的原因

  Mosfet产生开关损耗的原因就是开关状态转换时候有V-I交叠，电路工作时电感维持电流连续，产生V-I交叠，三个极间电容在开关过程中需充放电，所以交叠会持续一段时间。一般来说，寄生电容容值越大，充放电时间越长，V-I交叠时间就越长，交叠损耗就会越大。电容充放电回路还要考虑门级电阻，电阻值也会影响开关状态的转换时间。

  对于MOSFET关心的还是开关管关断时两端电压，导通时流过的电流。栅极类似一个简单的输入电容，通过驱动电阻充放电，类似RC电路，从效果上看，栅极不反映漏极和源极发生的现象

  从直流驱动信号来看栅极，可以看到有效输入充电电容是Cgs和Cgd的并联，简称为栅极电容或输入电容Cg                              Cg=Cgs+Cgd       Tg=Rdrive*Cg

  实际应用中，由于寄生参数的存在，导通和关断时的驱动电阻是不同的，因此导通和关断的交叠时间通常也是不同的。还需要注意的是，由于导通和关断都存在一定的交叠时间，所以开关电压转换和电流转换的时间也不同。

对三个寄生电容做定义

有效输入电容Ciss，输出电容Coss，反向传输电容Crss表示，它们与极间电容的关系如下：

                                                           Ciss=Cgs+Cgd;

                                                           Coss=Cds+Cgd

                                                           Crss=Cgd

在厂商提供的规格书中，都能找到这些参数关于电压的特性曲线，供我们选型参考

MOSFET得导通过程

我们知道栅极有一个开启电压，并不是电压大于零就开始导通,开启电压用Vt表示

导通第一阶段

   T1区间是达到栅极开启电压Vt所需要的时间，这一时间段是简单的RC充电电路。Vgs电压小于Vt，漏极电流为零，漏极电压等于电源电压Vin。

  由于漏极电压固定，几乎没有电流注入栅极（通过Cgd），因为漏极电压改变才会产生此电流。

  由于Vgs的上升，会有一个微小的电流通过Cgd。但是影响此电流的时间常数Tg的因素中Cg=Cgd+Cgs而非Cgs

  在开关电源中，导通过程内开关节点电压只有电感电流完全从续流二极管转移到开关中时才改变，因为二极管正向偏置才能流过电流。

导通第二阶段

 由于栅极开启门槛电压Vt的存在，传导方程即漏极电流与栅极电压的比值要更改

  

  假设传导为一个常数，该跨导可以衡量MOSFET的放大能力。

  在t2区间，栅源之间的电压仍按照指数规律上升，此时漏电流开始上升。实际中，漏电流不影响栅极，这是因为漏电流完全反应在传导上，漏极电压没有改变。 假设Lik/Rdrive很小，Vgs在t1区间继续上升。Vd有一个小的电压尖峰，由于开关节点电压被钳位，此电压V=Ld(Id)/dt

  通过Cgd的电流很小，因此Vgs电压上升很小，可以忽略。漏极电流Id由MOSFET的跨导g与瞬时电压Vgs和门级开启电压Vt的差值共同决定。

导通第三阶段

   由于Id固定于Io,与Llk/Rdrive无关，因此此时Llk上无压降。由于Io固定，栅极电压Vgs也固定Vgs=Vt+Io/g决定。然而，漏极电压改变，原因在于漏极通过Cgd向栅极注入大小为Cgd*d(Vd)的放电电流。

   由于Vgs固定，通过Cgs的电流为零。但是存在一个流入门极的电流，此电流的大小由（Vdrive-Vgs）/Rdrive决定，必须与Cgd的放电电流相等。

  综上可知，d(Vd)/dt,即可知Vd如何变化。Vd的最终值为Io*Rds（近似为零）

  在t3区间，由于电感电流完全转移到开关中，二极管停止导通，漏极电压下降，同时向电容Cgd注入电流。尽管此寄生电容很小，但由于它直接从开关高电压节点（漏极）向栅极注入电流，所以对V-I交叠时间影响较大。

  在t3区间之前，Cgd两端有较高的电压，而当开关完全导通时，Cgd两端电压必须降低到较低水平。因此在T3区间Cgd放电，那么Cgd的放电回路在哪里？

思考如下：

若放电电流到达栅极后流入电容Cgs或驱动电阻Rdrive。但栅极电压已经达到一个定值（Vt+Io/g）,这是MOSFET维持电感满电流Io需要的栅极电压，因此Cgs两端电压即栅极电压必须维持不变。因为I=CdV/dt,所以流过Cgs的电流必须为零。

可以确定从电容Cgd流入栅极电流完全流过驱动电阻Rdrive。但Rdrive两端电压是固定的，一端是Vdrive，另一端是Vt+Io/g,电压电阻不变，则流过此电阻的电流是固定的，即表示t3区间流过Cgd的电流大小由Rdrive控制。故在t3区间，Cgd和Rdrive共同决定漏极电压的下降速率以及电压转变为零所需的时间。此区间栅极电压稳定的高电压波形称为米勒平台区域，它与反向传输电容Cgd的性能对应。当电压也完成转换后，通过Cgd的电流完全截止，栅极工作再次变为简单的RC充电电路。

导通第四阶段

由于不在通过Cgd注入电流，Vgs固定在t1+t2时刻的值。T1与t2阶段Vgs的方程同样适用于t4阶段，但是要忽略米勒区域（t3）。可以将前面曲线水平移动到t3时间，可以得到t4阶段Vgs的数值。

V-I的交叠损耗只产生在t2+t3阶段，但是在t1,t4阶段，驱动电路持续向门极提供电流，因此要计算t4阶段所有的驱动损耗。在t4区间内，栅极处于过驱动的状态，漏极电流保持在最大值不变化，但驱动部分仍然在消耗能量。

交叠时间是电压和电流各自都完成转换所需的时间，即t2+t3阶段，计算驱动消耗能量时需要考虑整个时间段，即t1+t2+t3+t4。t4区间的末端，栅极电压为驱动电压Vdrive的90%，认为t4末端导通转换完成。